增益精確的可變增益放大器

摘 要:可變增益放大器是GPS接收機中的一個(gè)關(guān)鍵模塊,它與反饋環(huán)路組成的自動(dòng)增益控制電路為模/數轉換器(ADC)提供恒定的信號功率。模擬信號控制增益的VGA增益連續變化,但是線(xiàn)性度較差。這里采用電阻形式的負反饋的放大器來(lái)設計一個(gè)0~30 dB增益變化的中頻可變增益放大器,VGA的增益精度并不取決于工藝、電壓和溫度等因素對電阻、MOS管開(kāi)關(guān)的影響,增益誤差在各個(gè)工藝角下都小于5%?；?.18 μm CMOS工藝的測試結果表明,帶內紋波小于0.1 dB,IIP3達到31 dBm@0 dB,功耗為3 mA,其中包括直流偏移消除模塊和CMOS源極跟隨緩沖電路。因此,該放大器適合在接收機模擬前端使用。

關(guān)鍵詞:可變增益放大器;電阻形式負反饋;增益精確;帶內紋波

中圖分類(lèi)號:TN432文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2009)12-004-03

Variable Gain Amplifier with Accurate Gain

LI Dan,YAN Taotao,CHEN Dongpo,ZHOU Jianjun

(Center for Analog RFIC,School of Microelectronics,Shanghai Jiaotong University,Shanghai,200240,China)

Abstract:The variable gain amplifier embedded in an automatic gain control loop is an essential component of GPS receiver.With the feedback loop,it constitutes the automatic gain control circuit for ADC to provide constant power signal.VGA gain controlled by analog signal has continuous change,but poor linearity.Resistive negative feedback amplifier is proposed to design a gain range of 0~30 dB intermediate frequency variable gain amplifier.Its gain accuracy nearly does not depend on factors of process,voltage and temperature influence on resistor and MOS switch,gain error less than 0.5% under all corners.Testing results based on 0.18 μm CMOS technical indicates that in-band ripple is less than 0.1 dB,IIP3 is 31 dBm@0 dB,while dissipating 3 mA(containing DC-offset cancellation circuit and CMOS Source-Follower Buffer Circuit).As a result,this amplifier is suitable for the use in analog front-end receiver.

Keywords:variable gain amplifier;resistive negative feedback;accurate gain;low in-band ripple

0 引 言

可變增益放大器是GPS接收機中的一個(gè)關(guān)鍵模塊,它與反饋環(huán)路組成的自動(dòng)增益控制電路為模/數轉換器(ADC)提供恒定的信號功率。模擬信號控制增益的VGA增益連續變化,但是線(xiàn)性度較差。

這里采用電阻形式的負反饋的放大器來(lái)設計一個(gè)0~30 dB增益變化的中頻可變增益放大器,VGA的增益精度并不取決于工藝、電壓和溫度等因素對電阻、MOS管開(kāi)關(guān)的影響,增益誤差在各個(gè)工藝角下都小于5%。

1 可變增益放大器原理

模擬電路需要對信號進(jìn)行放大或衰減,這一功能可由可變增益放大器(VGA)實(shí)現。它在無(wú)線(xiàn)通信的收/發(fā)信機模擬前端中,起著(zhù)至關(guān)重要的作用。圖1是用于GPS的接收機模擬前端圖。處于基波頻率的VGA補償射頻模塊和中頻模塊的增益衰減;VGA將輸出信號放大到A/D轉換器需要的幅度。AGC環(huán)路改變接收機的增益,調整各級信號動(dòng)態(tài)范圍,穩定輸出信號功率的作用。

圖1 GPS的接收機模擬前端圖

對于VGA電路,IIP3和THD是重要的指標,因為它的輸出信號幅度很大。其次,為了實(shí)現寬增益范圍調節,同時(shí)保持不同增益輸入功率下恒定的輸出建立時(shí)間,要求VGA的增益與控制電壓成dB線(xiàn)性。VGA增益步長(cháng)越小越精確,則對ADC的要求越降低。在文中,數字控制的VGA電路提供了30 dB的增益控制范圍,使用7 b精確控制增益大小,所耗面積和功耗小。

2 可變增益放大器結構與性能比較

VGA主要分為開(kāi)環(huán)和閉環(huán)兩種結構。一種常見(jiàn)的開(kāi)環(huán)結構是文獻[1]采用的Gilbert結構,如圖2所示電路。M5上加一個(gè)基準電壓,電壓Vc控制耦合電流的大小,起到改變增益的作用。但是此結構電路堆疊了四層電路,限制了輸出電壓的擺幅,而且此電路不能實(shí)現指數增益的控制。這些運用最廣泛的開(kāi)環(huán)結構中,可變增益放大器主要基于簡(jiǎn)單差分[2],或者是偽差分對[3],使用源極反饋技術(shù)[4,5],模擬乘法器[6,7]和使用二極管連接的MOS管作為負載[8]等技術(shù)。這些結構最大的問(wèn)題就是線(xiàn)性度和失真度的問(wèn)題。

圖2 VGA系統框圖

因為負反饋電路具有穩定輸出,降低非線(xiàn)性失真的作用,所以閉環(huán)結構呈現更好的線(xiàn)性度。常見(jiàn)的閉環(huán)電路結構中的VGA使用電阻陣列實(shí)現增益控制,例如將電阻和MOS管串聯(lián),控制MOS管開(kāi)關(guān)的通斷狀態(tài)實(shí)現阻值的變化,進(jìn)而改變放大器的增益。因為繼承電路中的電阻、MOS管開(kāi)關(guān)都受到工藝、電壓、溫度的影響,難以實(shí)現精確的阻值,所以PGA的增益精度有限。文獻[9]使用電流分割技術(shù),實(shí)現了精確的增益控制,文獻[10]對電阻網(wǎng)絡(luò )進(jìn)行了改進(jìn),但是這些電路復雜,額外電路也增加了功耗。這里在沒(méi)有增加任何設計復雜性的情況下,實(shí)現了較為精確的增益控制。

3 高性能VGA結構和實(shí)現

為了達到要求的增益控制范圍和步長(cháng),使用兩個(gè)級聯(lián)的VGA。第一個(gè)部分的VGA實(shí)現6 dB步長(cháng)的增益控制,另一個(gè)部分實(shí)現精準的0.5 dB步長(cháng),因此整個(gè)VGA實(shí)現了粗調和細調(見(jiàn)圖2)。

當運算放大器的增益足夠大時(shí),閉環(huán)VGA的增益等于兩個(gè)電阻的比值:Gain=-Rf/Rs,改變電阻可以實(shí)現增益的變化。粗調的阻值變化很大,改變反饋Rf,會(huì )影響粗調輸出節點(diǎn)的極點(diǎn);電阻Rs可變,它對前級將形成變化的負載效應。選擇改變Rs,在前級增加緩沖電路進(jìn)行隔離。

首先進(jìn)行第一級6 dB步長(cháng)增益的考慮:取Rf=R0,Rs=R1,實(shí)現3 dB的增益,那么Rf不變,Rs=2R1,則實(shí)現9 dB的增益。同理:當Rs=4R1,實(shí)現15 dB增益;當Rs=8R1,實(shí)現21 dB增益;當Rs=16R1,實(shí)現27 dB增益。

為了更好地匹配,對與電阻串聯(lián)的MOS管開(kāi)關(guān)尺寸按圖3比例設計,Rs等于MOS管的導通電阻和多晶硅電阻,MOS導通電阻與W/L成反比。

圖3 第一級VGA電路實(shí)現

再考慮第二級0.5 dB步長(cháng)增益可以發(fā)現,0.95轉化為dB值等于-0.445 5 dB。0.9為-0.915 dB,0.85為-1.412 dB,0.8為-1.938 dB,0.75為-2.499 dB,0.7為-3.098 dB。1~0.7之間0.05的間隔對應于dB中基本接近于0.5 dB的間隔。使用這個(gè)規律,設計可以如下:

Rs=1.00R0 Rf=R0 0 dB

Rs=0.95R0 Rf=R00.5 dB

Rs=0.90R0 Rf=R01.0 dB

Rs=0.85R0 Rf=R01.5 dB

Rs=0.80R0 Rf=R02.0 dB

Rs=0.75R0 Rf=R02.5 dB

Rs=R0Rf=0.95R0 -0.5 dB

Rs=R0Rf=0.90R0 -1.0 dB

Rs=R0Rf=0.85R0 -1.5 dB

Rs=R0Rf=0.80R0 -2.0 dB

Rs=R0Rf=0.75R0 -2.5 dB

Rs=R0Rf=0.70R0 -3.0 dB

兩級VGA就可以實(shí)現0~29.5 dB(2.5 dB+27 dB = 29.5 dB)增益控制,且步長(cháng)可以比較精準地達到0.5 dB。由于設計中用的都是電阻的相對值,所以電阻、MOS管開(kāi)關(guān)都受到工藝電壓和溫度等因素VGA的增益精度的影響會(huì )很小。

如圖4所示,可變電阻R1是用多晶硅電阻和工作在晶體管區的MOS開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現的。

開(kāi)關(guān)電阻通常被用在低失真可調模擬模塊。MOS晶體管的非線(xiàn)性將產(chǎn)生諧波以及交調失真,這將會(huì )降低整個(gè)電路的線(xiàn)性度。

在文獻[11]中,推導出一個(gè)近似的公式來(lái)接近開(kāi)關(guān)管的非線(xiàn)性特性。

圖4 開(kāi)關(guān)電阻在開(kāi)啟狀態(tài)時(shí)的簡(jiǎn)單模型

輸入電壓Vin被轉換成非線(xiàn)性電流Iin流入電流模式的VGA放大器。在弱非線(xiàn)性網(wǎng)絡(luò )中,已經(jīng)使用Volterra級數推導出非線(xiàn)性諧波失真(HD2 和HD3)。

HD2 =-Vin2G21/2(G1 +Gds)2Gds

HD3 =-V2in3/4R1G4ds+V2in22/2R41G1G5ds

式中:Vin是輸入的電壓的峰值;R1等于R1+Rds的總和;2,3是二次、三次非線(xiàn)性系數。因此如果把開(kāi)關(guān)管放置在運放的虛地端(即運放的輸入端),則HD2和HD3近似等于0。

4 版圖與后仿真結果

圖5是用SMIC 0.18 μm CMOS工藝實(shí)現的VGA版圖,芯片面積為:510 μm×160 μm,整個(gè)版圖包括VGA核心部分,直流偏移消除模塊,和CMOS源極跟隨緩沖電路,恒定Gm的偏置電路。

圖5 VGA版圖

圖6~圖8給出了VGA在Candence環(huán)境下用Spectre工具模擬得到的后仿真結果。圖6為輸入階越跳變,得到的輸出瞬態(tài)響應曲線(xiàn)。

圖7為不同的數字增益設置對應的VGA 增益。圖8是放大器不同增益的頻域響應。其增益從0 dB變化到29.5 dB,其中0.5 dB一檔。

圖6 VGA階越響應

圖7 VGA電路的增益特性

圖8 各個(gè)增益下VGA的頻率響應

5 結 語(yǔ)

本文介紹一種0.18 μm CMOS工藝實(shí)現,應用于GPS全球定位系統得可變增益放大器。文中巧妙地應用反饋系統中環(huán)路穩定性理論設計放大器;在增益步長(cháng)的控制上,增益隨bit線(xiàn)性化,并保證增益精度不受工藝角偏差影響。仿真結果表明,該放大器適合在接收機模擬前端中使用。

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作者簡(jiǎn)介 李 丹 女,1982年出生,浙江杭州人,碩士研究生。研究方向為模擬射頻集成電路設計。

閆濤濤 男,1983年出生,博士研究生。研究方向為模擬射頻集成電路設計。

陳東坡 男,1979年出生,上海交通大學(xué)微電子學(xué)院射頻集成電路中心講師。研究方向為模擬射頻集成電路設計。

周健軍 男,1970年出生,教授,博士生導師,上海交通大學(xué)微電子學(xué)院射頻集成電路中心主任。研究方向為模擬射頻集成電路設計、混合集成電路設計。